技术摘要：
电路控制动态时间常数以从接收的光学数据信号中消除DC偏移。所述电路具有第一电容器，所述电容器耦合在第一端子和第二端子之间；第一电阻网络耦合在第二端子和基准电压之间。控制电路具有耦合到所述第一电阻电路的控制输入的第一输出。控制电路单调增加第一电阻网络的 全部
背景技术：
千兆无源光网络(GPON)通过光缆在互联网服务供应商(ISP)和终端用户之间提供 高速数据通信。GPON使用点对多点的体系结构((1:32)或(1:64))和光纤分配器从单个光源 为多个端点提供服务。例如，GPON包括位于ISP中心局或交换中心的光线路终端(OLT)和位 于终端用户附近的多个光网络单元(ONU)或光网络终端(ONT)。每个ONU服务单个的终端用 户。与其他网络相比，GPON减少了光纤和中心局设备的数量，因为使用无动力光纤分配器能 够使单个光纤服务于多个端点。 GPON是共享网络，其中OLT将数据包流作为所有ONU都可以看到的下行业务进行发 送。OLT发射器和ONU接收器以连续模式(CM)工作。每个ONU读取对应于特定ONU地址的数据 包的内容。加密防止窃听下行业务。然而，在上行信道中，ONU通常不能以CM模式发送光学数 据信号，因为ONU多于OLT，并且光学数据信号的接收定时是可变的。相反地，使用多址协议 (如时分多址(TDMA))对信号进行组合。因此，给定的ONU在指定的时隙中使用突发模式(BM) 传输发送光分组。所有的ONU使用与OLT相同的时钟频率，因为它们使用时钟和数据恢复 (CDR)电路从下游信道提取频率。 由于到OLT的距离和延迟，许多ONU是地理分散的，并且至少部分地异相地工作。来 自不同ONU的光学信号也经历了不同的衰减。因此，OLT从不同的ONU接收BM光分组，这些ONU 是异步的、异相的并且具有不同幅度。OLT必须补偿由光学信号的相位和振幅变化引起的信 号衰减(例如DC偏移)。 附图说明 图1示出了具有OLT、分光器和多个ONU的千兆无源光网络； 图2示出了GPON的OLT的进一步细节； 图3示出了接收数据信号和控制信号的时序图； 图4示出了关于零参考信号对称的BM-TIA的差分输出信号； 图5示出了OLT中的电平采集电路的进一步细节； 图6示出了图5的电平采集电路中的开关电阻网络的进一步细节； 图7a-7c示出了图6中开关电阻网络的线性和非线性控制； 图8示出了电平采集电路中的开关电阻网络的另一实施例； 图9a-9c示出了图8中开关电阻网络的线性和非线性控制； 图10示出了电平采集电路的另一实施例；以及 图11示出了图10的电平采集电路中的RDAC的进一步细节。 4 CN 111556382 A 说 明 书 2/6 页
技术实现要素：
在下面的描述中，在一个或多个实施例中参照附图来描述本发明，其中相同编号 表示相同或相似的元件。虽然根据实现本发明的目的的最佳模式来描述本发明，但是本领 域技术人员将理解，该描述旨在涵盖替代、修改和等同物、其包括在所附权利要求和权利要 求的等同物所限定的本发明的精神和范围内，权利要求和权利要求的等同物由以下公开和 附图支持。 图1示出了通过光缆在ISP和终端用户之间提供高速数据通信的GPON 100。GPON 100包括位于ISP家庭办公室或交换中心内的OLT 102。OLT 102与因特网连接。OLT 102通过 光缆104耦合到分光器106，分光器106通过光缆108向位于终端用户附近的ONU 110、112和 114提供多条光学信号路径。在一个实施例中，分光器106连接多达32或64个ONU，并将光缆 和信号带给终端用户。 GPON 100是共享网络，其中OLT 102通过光缆104和108将数据包流作为下行业务 发送给ONU 110-114。ONU 110-114分别读取对应于特定ONU地址的数据包的内容。加密防止 窃听下行业务。在上行信道中，ONU使用多址协议(诸如TDMA)来发送光学数据信号。给定的 ONU在指定的时隙中使用BM传输发送光分组。所有的ONU使用与OLT相同的时钟频率，因为它 们使用CDR电路从下游信道提取频率。 本发明还适用于千兆以太网无源光网络(GEPON)、EPON、10G-EPON、XGPON、XGSPON、 25G-EPON、50G-EPON和其他用于发送数据包的突发PON应用。 图2示出OLT 102的接收器部分的进一步细节，即，从ONU 110-114突发地接收上行 光学数据信号。雪崩光电二极管(APD)120检测来自ONU 110-114的上行光学数据信号。APD 120的阴极耦合到正电源导体122，阳极耦合到突发模式(BM)跨阻放大器(TIA)124的输入。 APD 120将光学数据信号转换为电流IAPD。BM TIA 124将IAPD转换为代表所接收的光学数据 信号的电压，电阻器126设置BM TIA 124的增益。BM TIA 124的差分输出耦合到电平采集电 路128的差分输入。电平采集电路128的差分输出耦合到BM限制放大器(LIA)130的差分输 入，BM LIA 130的差分输出耦合到BM CDR 132的差分输入。GPON介质访问控制(MAC)136控 制下行数据和上行数据之间的通信。GPON MAC 136在每次突发周期生成RESET以重置电平 采集电路128和BM LIA 130。 由图3中OLT 102的APD 120接收上行数据信号140。时间t0标志着前一突发周期 141的结束。保护间隔142确保ONU 110-114不会彼此干扰或因其他方式导致重叠传输。在保 护间隔142期间，GPON MAC 136生成RESET以准备处理下一个数据突发。输入的数据突发具 有未知的幅度，该幅度必须加以适应或补偿。BM LIA 130保持来自上一个突发的信号检测 SD的有效(assert)。通过来自MAC 136的RESET而重置或者清除信号检测SD。在保护时间间 隔142期间或前导码144期间，RESET可能从MAC 136产生。前导码144在时刻t1以一个光电平 序列开始，接着是零光电平。信号检测SD在前导码144期间的某个点有效，并保持有效直到 被另一个RESET清除为止。BM TIA 124和BM LIA 130使用前导码144的时间段来补偿数据信 号140的幅度变化并补偿BM 132，以与发送的ONU进行相位对准。下一数据有效载荷146在时 刻t2开始。保护时间142和前导码144表示通信协议的开销，并且持续时间应该短(例如25.7 纳秒(ns)的保护时间和35.4ns的前导码，速率为1.244gbps)。 BM TIA 124处理数据有效载荷146中的范围宽泛的幅度变化(即，数据信号的幅度 5 CN 111556382 A 说 明 书 3/6 页 可以是高或低)。在理想情况下，BM TIA 124的差分输出信号是关于参考信号(例如0.0vdc) 对称的(参见图4)。当差分信号围绕不同的电压波动时，理想零电平的电压差就是DC偏移。 差分信号相对于参考信号(0.0VDC)不应有DC偏移。然而，来自ONU 110的光学信号可以比来 自ONU 112或114的光学信号衰减更多或更少。因此，来自ONU 110的光学信号的幅度可以大 于或小于来自ONU 112或114的光学信号。应注意的是，数据突发141具有相比数据有效载荷 146更大的幅度。由于这样的系统变化(例如，光学信号幅度从一个突发到另一个突发的变 化，以及从ONU 110-114到OLT 102的延迟的变化)，BM TIA 124的差分输出信号可以相对于 随输入光学信号的幅度变化的参考信号(0.0VDC)具有非零DC偏移。电平采集电路128在每 次突发周期产生动态时间常数，以消除或补偿来自BM TIA 124的差分信号的DC偏移。在目 前的设计标准下，消除DC偏移的时间很短。 图5示出了电平采集电路128的进一步细节。来自BM TIA 124的差分信号应用于电 平采集电路128的端子150和152。电容器154耦合在端子150和节点156之间，电容器158耦合 在端子152和节点160之间。开关电阻网络162耦合在节点156和端子164之间。端子164接收 与BM LIA 130的共模输入相对应的基准电压VCM。电容器154和开关电阻网络162的组合产生 了用于差分信号的第一可变时间常数。开关电阻网络166耦合在节点160和端子164之间。电 容器158和开关电阻网络166的组合产生用于差分信号的第二可变时间常数。端子170和172 耦合到BM LIA 130。电容器154和158耦合在端子150-152和端子170-172之间的信号路径 中，并且在给定适当的动态时间常数的情况下，将阻塞数据信号140的DC分量(消除DC偏 移)。在差分模式下，电容器154和158之间的电压差是将在动态时间常数期间被消除的DC偏 移量。 电容器154充电的时间常数T1等于C154(电容器154的电容)*R162(开关电阻网络162 的总有效电阻)。电容器158充电的时间常数T2等于C158(电容器158的电容)*R166(开关电阻 网络166的总有效电阻)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态 地改变时间常数T1和T2。 动态时间常数T1和T2涉及设置或配置开关电阻网络162和166，每一个开关电阻网 络都具有电阻最小值以补偿较大比例的DC偏移。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速 减小(最大下降率)。然后将开关电阻网络162和166设置为小于R162和R166的最大可选择值的 较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移速率的减小开始变慢而逐渐增大，以消除模式依赖 性。然后，将开关电阻网络162和166设置为较大值，动态时间常数T1和T2变得更大并且DC偏 移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R162和R166以及相应增加动态时间常数T1和T2的过 程继续进行。在最后一步中，将开关电阻网络162和166设置为最大电阻，使动态时间常数T1 和T2变为最大值，以消除剩余的DC偏移量。动态时间常数T1和T2有效地以受控方式和在短时 间内(例如，GPON小于25.7ns)消除来自差分信号140的DC偏移。 图6示出了开关电阻网络162的进一步细节。电阻器180耦合在节点156和晶体管 182的漏极之间。晶体管182的栅极耦合到控制电路184的输出183，并且晶体管182的源极耦 合到端子164。电阻器186耦合在节点156和晶体管188的漏极之间。晶体管188的栅极耦合到 控制电路184的输出189，并且晶体管188的源极耦合到端子164。电阻器190耦合在节点156 和晶体管192的漏极之间。晶体管192的栅极耦合到控制电路184的输出194，并且晶体管192 的源极耦合到端子164。 6 CN 111556382 A 说 明 书 4/6 页 在图6中，R162是具有各自导电晶体管的电阻器180、186和190的并联组合。电阻器 180是最小值，电阻器186是中档值，电阻器190是最大值。对于R162的最小值，输出183、189和 194高，晶体管182、188和192可导电，并且1/R162＝1/R180 1/R186 1/R190(R180、R186、R190的并联 组合)。对于R162的中档值，输出183低，输出189和194高，晶体管182不导电，晶体管188和192 导电，并且1/R162＝1/R186 1/R190。对于R162最大值，输出183和189低，输出194高，晶体管182 和188不导电，晶体管192导电，R162＝R190。如上所述，可以连接和控制附加电阻和晶体管的 组合，以获得开关电阻的更多的电平。开关电阻网络166遵循类似的结构和操作。 图7a示出了将电阻R162以线性方式从最小值单调增加到最大值的开关电阻网络 162的电阻图202。图7b示出了将电阻R162以一种非线性方式从最小值单调增加到最大值的 开关电阻网络162的电阻图202。图7c示出了将电阻R162以另一种非线性方式从最小值单调 增加到最大值的开关电阻网络162的电阻图204。该过程可以逆向进行，因为开关电阻网络 162可以将R162从最大值单调地减小到最小值。在一个实施例中，可以通过开关电阻的5-10 个电平在5欧姆到20k欧姆之间选择开关电阻网络162。电容器154的值为30-80微微法拉 (pF)。或者，可以通过开关电阻的5个或更多电平在5欧姆到800k欧姆之间选择开关电阻网 络162。电容器154的值为10-20pF。开关电阻网络166遵循类似的结构和操作。单调增加的 R162和R166，与电容器154和158结合，产生了动态时间常数T1和T2，以在短时间(例如，小于 25.7ns)内以受控方式有效地从差分信号140消除DC偏移。 图8示出了具有可变电容器210和212以及晶体管214和216的导电状态下的可变漏 源电阻(RDSON)的电平采集电路128的另一实施例。可变电容器210和212可以实施为变容二 极管。来自BM TIA 124的差分信号应用于电平采集电路128的端子220和222。可变电容器 210耦合在端子220和节点226之间，可变电容器212耦合在端子222和节点228之间。晶体管 214的漏极耦合到节点226，并且晶体管214的源极耦合到端子230。端子230接收与BM LIA 130的共模输入相等的基准电压VCM。晶体管216的漏极耦合到节点228，并且晶体管216的源 极耦合到端子230。控制电路232向晶体管214的栅极提供输出234，并向晶体管216的栅极提 供输出236。可变电容器154和晶体管214的组合产生用于差分信号的第一可变时间常数。可 变电容器212和晶体管216的组合产生用于差分信号的第二可变时间常数。端子240和242耦 合到BM LIA 130。电容器210和212耦合在端子220-222和240-242之间的信号路径中，并且 在给定适当的动态时间常数的情况下，将阻隔数据信号140的DC分量(消除DC偏移)。在差分 模式下，电容器210和212之间的电压差是将在动态时间常数期间被消除的DC偏移量。 电容器210充电的时间常数T1等于C210(电容器210的可变电容)*R214(晶体管214的 RDSON)。电容器212充电的时间常数T2等于C212(电容器212的可变电容)*R216(晶体管216的 RDSON)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态地改变时间常数 T1和T2。在这种情况下，C210、C212、R214和R216的值都是可变的。 动态时间常数涉及设置可变电容210和212，以及将晶体管214和216的RDSON设置 为电阻的最小值以补偿较大比例的DC偏移。晶体管RDSON的值是来自控制电路232的输出 234和236的栅极电压的函数。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速减小(最大下降 率)。通过改变来自输出234和236的栅极电压而将晶体管214和216的RDSON设置为小于R214 和R216的最大可选择值的较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移速率的减小开始变慢而逐 渐增大，以消除模式依赖性。将晶体管214和216的RDSON设置为较大值，使动态时间常数T1 7 CN 111556382 A 说 明 书 5/6 页 和T2变得更大并且DC偏移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R214和R216以及相应增加 动态时间常数T1和T2的过程继续进行。在最后一步中，将晶体管214和216的RDSON设置为最 大电阻，使动态时间常数T1和T2变为最大值以消除剩余的DC偏移量。动态时间常数T1和T2有 效地消除了来自差分信号140的DC偏移。 图9a示出了将电阻R214以线性方式从最小值单调增加到最大值的晶体管214的栅 极电压的电压图250。图9b示出了将电阻R214以一种非线性方式从最小值单调增加到最大值 的晶体管214的栅极电压的电压图252。图9c示出了将电阻R214以另一种非线性方式从最小 值单调增加到最大值的晶体管214的栅极电压的电压图254。 图10示出了电平采集电路128的另一实施例。来自BM TIA 124的差分信号应用于 电平采集电路128的端子260和262。电容器264耦合在端子260和节点266之间，电容器268耦 合在端子262和节点270之间。电阻数模转换器(RDAC)272耦合在节点266和端子274之间。端 子274接收与BM LIA 130的共模输入相等的基准电压VCM。电容器264和RDAC 272的组合产 生了用于差分信号的第一可变时间常数。RDAC 276耦合在节点270和端子274之间。电容器 268和RDAC 276的组合产生了用于差分信号的第二可变时间常数。端子280和282耦合到BM LIA 130。电容器264和268耦合在端子260-262和端子280-282之间的信号路径中，并且在给 定适当的动态时间常数的情况下，将阻塞数据信号140的DC分量(消除DC偏移)。 电容器264充电的时间常数T1等于C264(电容器264的电容)*R272(RDAC 272的总有 效电阻)。电容器268充电的时间常数T2等于C268(电容器268的电容)*R276(RDAC 276的总有 效电阻)。为了消除或补偿来自差分信号的DC偏移，在偏移的采集期间动态地改变时间常数 T1和T2。 动态时间常数T1和T2涉及将RDAC 272和276设置或配置为电阻最小值以补偿较大 比例的DC偏移。动态时间常数T1和T2是最小值。DC偏移迅速减小(最大下降率)。然后将RDAC 272和276设置为小于R272和R276的最大可选择值的较大值。动态时间常数T1和T2随着DC偏移 速率的减小开始变慢而逐渐增大，以消除模式依赖性。然后将RDSON 272和276设置为较大 值，使动态时间常数T1和T2变得更大并且DC偏移减小。随着DC偏移量相应减小，单调增加R272 和R276以及相应增加动态时间常数T1和T2的过程继续进行。在最后一步中，将RDSON 272和 276设置为最大电阻，使动态时间常数T1和T2变为最大值以消除剩余的DC偏移量。动态时间 常数T1和T2有效地消除了来自差分信号140的DC偏移。 图11示出了RDAC 272的进一步细节。电阻器290耦合在节点266和晶体管292的漏 极之间。电阻器294耦合在节点266和晶体管296的漏极之间。电阻器298耦合在节点266和晶 体管300的漏极之间。电阻器302耦合在节点266和晶体管304的漏极之间。晶体管292的栅极 耦合到控制电路310的输出312，并且晶体管292的源极耦合到端子274。晶体管296的栅极耦 合到控制电路310的输出314，并且晶体管296的源极耦合到端子274。晶体管300的栅极耦合 到控制电路310的输出316，并且晶体管300的源极耦合到端子274。晶体管304的栅极耦合到 控制电路310的输出318，并且晶体管304的源极耦合到端子274。可以在节点266和端子274 之间连接电阻和晶体管的附加组合以提高RDAC 272的分辨率。 在图11中，R272是具有各自导电晶体管的电阻器290、294、298和302的并联组合。电 阻器的值290最大，电阻器294小于电阻器290，电阻器298小于电阻器294，电阻器302的值最 小。在一个实施例中，电阻器290的值为R/20，电阻器294的值为R/21，电阻器298的值为R/2N 8 CN 111556382 A 说 明 书 6/6 页 -1，电阻器302的值为R/2N，其中N是网络中的电阻器的数量。输出312-318由RDAC 272的位0、 位1、位N-1和位N控制。如上所述，可以连接和控制附加电阻和晶体管的组合，以获得开关电 阻的更多电平。RDAC 276遵循类似的结构和操作。 综上所述，电平采集电路128通过改变RC电路的动态时间常数，在前导码144期间 从BM TIA 124的差分信号140取消或消除较大DC偏移，即使是从提高OLT 102的吞吐量和效 率的突发开始也不会增加抖动方面的任何损失。在前导码较长的情况下，可以调谐动态时 间常数以优化电容器上的剩余电压纹波和由此产生的抖动。 虽然已经详细说明了本发明的一个或多个实施例，但是本领域技术人员将理解， 可以在不脱离以下权利要求中所述的本发明的范围的情况下对这些实施例进行修改和改 编。 9 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 1/7 页 图1 图2 10 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 2/7 页 图3 11 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 3/7 页 图4 图5 12 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 4/7 页 图6 图7a 图7b 13 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 5/7 页 图7c 图8 14 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 6/7 页 图9a 图9b 图9c 15 CN 111556382 A 说 明 书 附 图 7/7 页 图10 图11 16
