技术摘要：
本发明公开一种集成双频Doherty功率放大器、基站和移动终端，其中Doherty功率放大器的主功放支路包括主功放双频输入匹配网络和主功放晶体管，辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体管，辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络。主功放晶体管的漏极和辅功放 全部
背景技术：
功率放大器是基站中的主要耗能单元，提高功放的效率对降低整个基站的功耗至 关重要。由于采用了正交频分复用（OFDM）等复杂的调制方式，现代通信信号的峰均比 （PAPR）很高，基站发射机普遍采用Doherty功率放大器（Doherty Power Amplifier，DPA）提 升回退效率，进而提高平均效率。 DPA由class-AB偏置的主功放和class-C偏置的辅功放构成，它的工作原理如图1 所示，其中Ropt表示主功放的最佳负载阻抗。假设主功放的最大输出功率为P，辅功放和主功 放的最大输出功率相同。在低功率（LP）区，只有主功放工作，辅功放输出端呈现开路，四分 之一波长（λ/4）阻抗变换线将Ropt/2转换为2Ropt，主功放会提前达到饱和，且此时的输出功 率为P/2。在高功率（HP）区，辅功放开始工作，由于有源负载调制效应，主功放的负载阻抗会 逐渐降低，但主功放仍然保持饱和状态，当辅功放达到饱和时，主辅功放的负载阻抗均为 Ropt，DPA的总输出功率为2P。因此，DPA的效率曲线有两个峰值点，分别出现在最大输出功率 处及6-dB回退处，这意味DPA与传统功放相比有很大的回退效率提升。 5G Massive MIMO基站中有大量的功放单元，为了保持合理的系统尺寸，DPA需要 基于集成电路工艺进行设计。此外，在手机等终端应用场景，也有集成DPA的需求。在低频 段，DPA中的λ/4线尺寸较大，为了减小芯片面积，通常采用集总参数网络等效λ/4线，图2给 出了三种典型的集总参数λ/4线。图2(a)是高通π型网络，其中并联电感可用于漏极供电，串 联电容可用于隔直。图2(b)是低通π型网络，其中并联电容可以有效吸收晶体管的输出电 容，因此可以实现更宽的带宽。不过低通π型网络需要引入额外的漏极偏置电路，而且晶体 管输出电容可能会超过其所需的并联电容。图2(c)是T型电感网络，解决了上述两个问题， 图中的Cout表示晶体管输出电容，并联电感LT2可用于漏极供电。T型电感网络的元件参数可 以用下式计算： (1) 其中ω为工作角频率，Z0为λ/4线的特性阻抗。 当前通信频段众多，为了降低通信系统的尺寸和成本，通常要求单个功放支持多 个频段。然而，由于采用了λ/4阻抗变换线，DPA存在固有的带宽限制，集成DPA中的λ/4阻抗 变换线用集总参数网络实现，这会导致带宽进一步变窄。双频技术是是实现多频段覆盖的 方法之一，其核心是双频λ/4阻抗变换线的设计。在现有技术中已有双频DPA的报道，按照双 频λ/4阻抗变换线的实现方法主要分为两种：第一种基于T型或π型网络，可见申请号为 3 CN 111586896 A 说 明 书 2/5 页 CN201220472136.9，名称为“一种基于T型网络和耦合线的双频同步式功率放大器”的专利 申请；第二种基于传输线的周期性，可参考申请号为CN201811426440.8、名称为“一种基于 相位延迟双频输出匹配网络的宽带双频段Doherty功率放大器”的专利申请。但是这两种方 法设计的DPA尺寸都很大，只适用于板级功放，难以应用在集成DPA设计中。 综上所述，Massive MMO基站及手机终端等应用场景有迫切的双频集成DPA的需 求，但是目前缺乏有效的双频集成DPA设计方法。
技术实现要素：
针对上述传统集成Doherty功放的问题，本发明提供一种基于双频电感的集成双 频Doherty功率放大器、基站和移动终端，能在一定程度上克服传统集成Doherty功放的带 宽限制问题，使单个Doherty功放能够覆盖多个频段，进而降低通信系统的尺寸和成本。 本发明第一方面，提供一种集成双频Doherty功率放大器，包括双频功率分配及相 位补偿网络以及与之相连的主功放支路、辅功放支路，所述主功放支路包括主功放双频输 入匹配网络和主功放晶体管，所述辅功放支路包括辅功放双频输入匹配网络和辅功放晶体 管，所述辅功放晶体管漏极连接有双频后匹配网络，所述主功放晶体管的漏极和所述辅功 放晶体管的漏极之间的集总参数双频λ/4线由T型双频电感网络组成。 所述T型双频电感网络包括三个双频电感单元，作为“T”的三个支路；每个所述双 频电感单元包括第一电感、第二电感、第三电感和电容，其中第一电感与电容串联再与第二 电感并联组成谐振网络，所述谐振网络与第三电感串联；三个所述双频电感单元的一端相 连，另一端分别连接主功放晶体管的漏极、辅功放晶体管的漏极和漏极偏置电压源。 所述谐振网络的串联谐振频率为fs，并联谐振频率为fp，分别满足fs=f2和f1
