技术摘要：
本发明提供了一种电力电子变换器闭环控制系统，所述电力电子变换器闭环控制系统包括原始PI补偿网络、数字陷波器和功率级模块，其中：所述原始PI补偿网络输入电力电子变换器的电压参考值和电压实际值之差；所述原始PI补偿网络的输出值作为所述数字陷波器的输入值，配置  全部
背景技术：
电力电子变换器是通过开关管开通和关断进行能量传输的一种变换器，由于其工 作状态分为开通和关断两种模式，故其是一种非线性的电能转换设备。由于电力电子变换 器复杂的工况和非线性系统模型的不确定性，其经常遇到分岔或混沌等现象，表现为电压 电流波形的周期振荡和电气啸叫声等。在电力电子变换器中，振荡的电压波形如图1所示。 常见的闭环控制方式使用独立的PI调节器作为补偿环节，如图2所示。当对欠阻尼 状态的二阶系统进行图2所示方式的补偿设计时，例如Buck或者Boost变换器，由于其阻尼 系数过小，传递函数将表现为较陡峭的谐振峰，在补偿完成后，谐振峰处的频率将表现为振 荡频率，即图3中的振荡频率，此为输出振荡的原因。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种电力电子变换器闭环控制系统，以解决现有的Buck或 者Boost变换器的传统的PI调节器补偿环节输出振荡的问题。 为解决上述技术问题，本发明提供一种电力电子变换器闭环控制系统，所述电力 电子变换器闭环控制系统包括原始PI补偿网络、数字陷波器和功率级模块，其中： 所述原始PI补偿网络输入电力电子变换器的电压参考值和电压实际值之差； 所述原始PI补偿网络的输出值作为所述数字陷波器的输入值，配置所述数字陷波 器的脉冲系数和滞后步长以抑制所述电力电子变换器的谐波振荡； 所述数字陷波器的输出值作为功率级模块的输入值； 所述功率级模块的输出值作为所述电压实际值反馈至所述原始PI补偿网络。 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，所述数字陷波器由多个时滞 环节组成，所述数字陷波器的幅频特性包括多个零点，其中主零点的陷波范围最大，幅度最 宽。 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，所述数字陷波器包括3个时滞 环节，所述数字陷波器的频域表达式为： 其中，Ai为待配置参数，ti为时间，通过理论计算或实验测量的方式获得电力电子 变换器的谐振频率，配置ti和Ai以使主零点的陷波频率与谐振频率重合。 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，所述数字陷波器与所述原始 PI补偿网络形成抑制振荡补偿网络，所述抑制振荡补偿网络的频域表达式为： Gc_new(s)＝Gc(s)Gnotch(s)， 其中：其中：Gc(s)为原始PI补偿网络的频域表达式，Gnotch(s)为数字陷波器的频域 4 CN 111600484 A 说　明　书 2/4 页 表达式， 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中， 将所述原始PI补偿网络Gc(s)离散为Gc(z)，对所述数字陷波器的时滞环节使用Z域 的算子 进行替换，则所述数字陷波器的离散表达式为： 其中，Ts为采样周期。 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，在所述数字陷波器的离散表 达式中引入滞后步长N1，N2，N3，其中： 其中，[ ]表示取整运算，则所述数字陷波器的最终离散形式为： 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，将所述最终离散形式转换为 FIR滤波器形式： Y(n)＝A1X(n-N1) A2X(n-N2) A3X(n-N3)， 其中X(n)为所述FIR滤波器形式的输入，Y(n)为所述FIR滤波器形式的输出。 可选的，在所述的电力电子变换器闭环控制系统中，根据所述FIR滤波器形式构建 FIR滤波器，将所述FIR滤波器的输入作为所述原始PI补偿网络Gc(z)的输出，所述FIR滤波 器的输出作为所述抑制振荡补偿网络Gc_new(z)的输出。 在本发明提供的电力电子变换器闭环控制系统中，通过原始PI补偿网络输入电力 电子变换器的电压参考值和电压实际值之差；所述原始PI补偿网络的输出值作为数字陷波 器的输入值，配置所述数字陷波器的脉冲系数和滞后步长以抑制电力电子变换器的谐波振 荡；所述数字陷波器的输出值作为功率级模块的输入值；所述功率级模块的输出值作为所 述电压实际值反馈至所述原始PI补偿网络，在补偿网络中串入数字陷波器后，原系统中被 控对象的周期振荡现象将大幅减弱，系统的稳定性得到了增强。 附图说明 图1是现有的电力电子变换器中的振荡电压波形示意图； 图2是现有的使用独立的PI调节器作为补偿环节的闭环控制方式示意图； 图3是现有的闭环控制方式导致的振荡频率示意图； 图4是本发明一实施例的数字陷波器的频率特性示意图； 图5是本发明另一实施例的电力电子变换器闭环控制系统示意图； 图6是本发明另一实施例的根据电力电子变换器闭环控制系统形成的FIR滤波器 示意图。 5 CN 111600484 A 说　明　书 3/4 页