技术摘要：
本发明公开了一种带宽交替采样系统频率交叠带相位补偿方法，先通过正弦信号扫频确定交叠带的频率范围，在交叠带频率范围内，利用正弦拟合算法测量同一频点处的相位差，从而完成带宽交替采样系统交叠带相频误差的测量，最后，设计交叠带补偿模块，通过交叠带补偿模块完  全部
背景技术：
随着电子信息技术的高速发展，越来越多的功能在数字域中得以实现。作为连接 模拟世界和数字世界之间的重要桥梁，数据采集系统也得以更广泛的应用，在现代电子系 统中扮演着不可或缺的重要角色。为满足日益增长的需求，超宽带和超高采样率已成为数 据采集系统发展的一个重要方向。然而，数据采集系统的带宽和采样率主要由运放和模数 转换器等关键器件决定。受器件工艺限制，很难满足上述的宽带高速数据采集系统的要求。 为了突破现有器件的限制，大量学者和研究人员提出了不同的解决方案。带宽交 替采样技术(BI)是近年来提出的同时提高带宽和采样率的技术手段，该技术将信号按不同 频率分解为多个子带，再利用混频将每个子带下变频到低频带内，这样就可以利用多片低 性能的模数转换器(ADC)分别对下变频后的信号进行采样，最后通过在数字端进行处理重 构来恢复信号。该方法突破了单片ADC和单输入通道对采样率和带宽的限制，在提高系统采 样率的同时提高了系统带宽。 然而在该系统中，由于模拟滤波器过渡带的非理想性，会导致交叠带内的信号同 时进入两个子带，从而在信号重构时引入误差，致使拼合后的信号幅度相互抵消或部分抵 消。交叠带误差的引入必将导致系统性能的下降。 理想的滤波器是没有过渡带的，这在实际中是不可能实现的。由于模拟滤波器设 计的过渡带非理想性，在相邻两个子带间会存在信号同时进入两个子带的现象，这部分称 之为交叠带。如图1所示，ωfcp为两个相邻子带-3dB带宽的频率点，频率接近ωfcp的信号将 同时出现在两个子带中。以第二子带频率为ω2的信号为例，由于信号同时处于第一子带的 过渡带内，信号不能完全衰减，使得一些信号仍然进入了第一子带。 因此，频率在交叠带内的信号会同时存在于两个不同的子带，并携带两个子带的 频响信息。而信号路径延迟以及滤波器频响引入的子带间频响不一致性会导致信号在通过 这两个子带后的输出存在相位差，若不加以修正直接将两个子带的信号相加(拼合过程)， 拼合后的波形幅度会相互抵消或部分抵消，进而影响拼合后的通带频响。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种带宽交替采样系统频率交叠带 相位补偿方法，通过交叠带补偿模块来补偿交叠带相位。 为实现上述发明目的，本发明一种带宽交替采样系统频率交叠带相位补偿方法， 其特征在于，包括以下步骤： (1)、通过正弦信号扫频确定交叠带的频率范围； (1 .1)、将频率位于带宽交替采样系统两个频率子带-3dB带宽交界处的正弦信号 5 CN 111585658 A 说　明　书 2/8 页 输入至带宽交替采样系统中； (1 .2)、利用正弦拟合算法测量通过带宽交替采样系统两个频率子带后的正弦信 号幅度值M1(ω)和M2(ω)，其中，ω为正弦信号的数字角频率，然后计算两个子带间的幅度 差MD(ω)； MD(ω)＝20×log(M1(ω)/M2(ω)) (1.3)、设置交叠带的阈值MDmax； 其中，MFmax是相邻频率子带在相频偏差为Δφ(ω)＝±π时拼合后幅频响应MT (ω)＝M1(ω)-M2(ω)与理想幅频响应Mideal(ω)＝M1(ω) M2(ω)的最大可接受误差； (1.4)、确定带宽交替采样系统的交叠带范围； 当ω位于交叠带内应满足：MD(ω)≤MDmax，反之，当MD(ω)＞MDmax时，ω不在交叠 带内； (2)、利用正弦拟合算法测量同一频点处的相位差； (2.1)、设确定的交叠带的频率范围为[ωstart,ωend],在交叠带频率范围内，将频 率等频率间隔划分N个频点[ω1,ω2,…,ωN]； (2.2)、将N个频点的正弦信号依次输入至带宽交织系统中，利用正弦拟合算法计 算出两个频率子带在采集每个频点的正弦信号的初相，分别记做φ1(ωn)以及φ2(ωn)，然 后计算两个频率子带的相频响应偏差Δφ(ωn)＝φ1(ωn)-φ2(ωn)； (2.3)、重复步骤(2.2)，计算出N组相频响应偏差，然后求取平均值Δφ作为最终 的相位差测量值； (3)、设计交叠带补偿模块； (3.1)、构建补偿模块数学模型； (3.1.1)、构建线性相位补偿模块，包含整数延时/丢点补偿模块 以及分数延 时滤波器 两部分，整个线性补偿模块的补偿为 其中， 为线性 补偿模块的时延， 为整数延时/丢点补偿模块的时延， 为分数延时滤波器的时延； (3.1 .2)、构建非线性相位补偿模块，由P个二阶全通滤波器级联组成，第p个二阶 节极点位置为 以及 其中p＝1,2,…P； (3.1.3)、构建补偿模块的参数优化函数； 补偿模块的相频响应为： 其中，θp为第p个二阶节极点的幅角，Mp为第p个二阶节极点的模长； 目标优化函数为： 6 CN 111585658 A 说　明　书 3/8 页 其中， φc(ωn)为补偿 模块的相频响应， 为点乘操作；W为加权函数，W＝[w(ω1) ,w(ω2) ,… ,w(ω TN)] ， n＝1,2,…,N；上标T表示转置； (3.2)、基于补偿模块数学模型，采用粒子群算法设计补偿模块； (3.2.1)、设置粒子群算法的最大迭代次数K、粒子群种群大小S，补偿模块中全通 滤波器的二阶节级联个数P； (3 .2.2)、在解空间范围内，随机初始化粒子种群中各粒子的速度Vs和位置Us，其 中，位置Us由线性补偿模块的时延 以及补偿模块中全通滤波器各个二阶节极点的幅角θp 以及模长Mp组成，即： 其中，s＝1,2,…,S；并在初始种群中根据例子位置计算出的目标优化函数值筛选 出群体最优解gb； (3.2.3)、判断当前迭代次数是否达到设定的粒子群算法的最大迭代次数K，如果 未达到，进入步骤(3.2.4)；否则，跳转至步骤(3.2.7)； (3.2.4)、更新粒子群算法中各粒子的速度和位置； 其中，k为当前迭代次数； 为第k次迭代后粒子群的速度矩阵； 为第k次迭代后 粒子群的位置矩阵；C1和C2分别为粒子个体最优和群体最优的加速度；r1和r2是均匀分布在 [0,1]上的随机数；zbs分别为粒子个体的最优解；χ{·}为约束因子，用以保证补偿模块中 全通滤波器的稳定性,即保证各个二阶节极点均在单位圆内： 其中，ψ为中间变量，ρ为略小于1的实数； (3.2.5)、计算 对应的目标函数值，与上一轮计算的目标函数值 进行对比， 若小于上一轮计算的目标函数值，则用第k 1次迭代后的位置 更新个体最优解zbs以及 群体最优解gb，否则，个体最优解zbs以及群体最优解gb保持不变； (3.2.6)、将当前迭代次数k加1，然后返回步骤(3.1.2)； (3.2.7)、选出K次迭代后最优的一个群体最优解作为最终输出，得到补偿模块中 线性补偿模块的时延 以及全通滤波器各个二阶节极点坐标 以及 7 CN 111585658 A 说　明　书 4/8 页 (3.3)、将(3.2)所得延时 拆分成分数延时和整数延时两部分； (3.3.1)、设计分数延时滤波器：利用频域抽样法设计分数延时FIR滤波器的系数 hFd，设计出的FIR分数延时滤波器的真实延时满足： 其中， 为 向下取整，L为分数延时滤波器的阶数； (3.3.2)、根据式 计算整数延时/丢点补偿模块，当 则整数补偿 模块通过增加延迟线实现补偿，否则通过丢点的方式实现整数补偿； (3.4)、根据(3.2)中计算出的最优全通滤波器极点位置，根据下式计算全通滤波 器每个二阶节的滤波器系数； 至此，得到了交叠带校正补偿模块的全部系数。 本发明的发明目的是这样实现的： 本发明一种带宽交替采样系统频率交叠带相位补偿方法，先通过正弦信号扫频确 定交叠带的频率范围，在交叠带频率范围内，利用正弦拟合算法测量同一频点处的相位差， 从而完成带宽交替采样系统交叠带相频误差的测量，最后，设计交叠带补偿模块，通过交叠 带补偿模块完成交叠带相位补偿。 同时，本发明一种带宽交替采样系统频率交叠带相位补偿方法还具有以下有益效 果： (1)、分析给出了交叠带相位失真在带宽交替采样系统中的影响；并在数学的角度 给出了交叠带的定义；为交叠带相位补偿提供了严格的理论支撑。 (2)、提出了一种新颖的交叠带相位补偿模块，将交叠带相位补偿分为线性相位失 真部分和非线性相位失真部分；线性相位失真的补偿由整数延迟或丢点模块和分数延迟模 块组成，非线性相位失真部分的补偿则由全通滤波器实现。 (3)、该相位补偿方法可扩展性强，对于具有不同子带的带宽交替采样系统，只需 要在各子带间增加相应补偿模块即可满足整个系统交叠带相位补偿的需求。 (4)、采用粒子群算法设计补偿模块，能够快速高效的获得设计补偿模块所需要的 全部参数。同时避免了传统设计方法中初值选取的麻烦。且在算法中引入了适当的约束，避 免了设计的全通滤波器不稳定。 附图说明 图1是交叠带示意图； 图2是本发明一种带宽交替采样系统频率交叠带相位补偿方法流程图； 图3是交叠带相差对拼合后时域波形幅度影响示意图； 图4是相对幅度差与相位误差的关系图； 图5是两通道交叠带校准模块的结构图； 8 CN 111585658 A 说　明　书 5/8 页 图6是全通滤波器稳定时极点位置图。