技术摘要：
本发明公开了一种基于负序调节器的矩阵变换器网侧低频谐波抑制方法，涉及矩阵变换器控制技术领域，包括获取输入电源网侧电压并坐标变换后获得θp和θn；获取网侧电流并坐标变换后获得正序、负序d轴、q轴电流分量；之后计算获得正序、负序d轴、q轴电流分量参考值；通过  全部
背景技术：
三相-两相矩阵变换器(3-2MC)是传统M相×N相矩阵变换器的一种特殊形式，与背 靠背拓扑的变换器不同，由于没有中间环节大容量储能电容，输入输出之间相互耦合，若独 立调节两相输出电压或电流，网侧电流中将含有低次谐波分量，且谐波的含量与两相输出 电压或电流不对称度成正比。 假设网侧电压eabc为理想的三相对称分布电压，其表达式如式(1)所示： 式中Ei表示网侧电压的幅值。假设输出两相为正交的交流电压，则输出侧两相电 压u1和u2的表达式分别为： 式中，U1和U2分别为两相独立负载输出电压幅值，ωo为输出电压角频率；定义输出 不对称度为ε＝U2/U1，且U1≥U2。忽略输出电压与输出电流之间的相位差，则由上式可得输 出两相的总功率表达式为： 式中，I1、I2分别为输出两相电流的幅值， 为输出功率Po中的直流分量， 为输 出功率Po中的交流分量。 由式(3)可知，当独立调节两相输出时，忽略系统损耗，根据输入输出瞬时功率平 衡原则，则网侧电流中除了基波之外，必然含有低频谐波分量。忽略网侧电流中的高频谐波 量，假设三相网侧电流iabc表达式为： 5 CN 111725980 A 说　明　书 2/12 页 式中，Ii2、Ii3分别为网侧电流中频率为ωi2、ωi3低频谐波量的幅值，假设两个低频 谐波电流的幅值满足：Ii2＝Ii3。 由式(1)和式(4)可得输入功率Pi表达式为： 根据输入输出功率平衡原则，即 可得到如下关系式： 若输入与输出频率均为ωi，此时ωi2＝3ωi，ωi3＝ωi，即网侧电流中包含了频率 为三倍输入频率的低频谐波，由于该频率较开关频率(fs＝10kHz)要小很多，因此较难用滤 波器滤除。 当输入与输出同频率时，根据式(4)和式(6)，可以进一步得到网侧电流的表达式： 由上式可得在独立调节两相输出电压条件下，网侧电流中低频谐波含量近似理论 计算表达式为： 6 CN 111725980 A 说　明　书 3/12 页 因此，由式(8)可知，网侧电流iabc中低频谐波含量ηabc仅与输出电压的不对称度ε 有关，且不对称度越大，网侧电流中低频谐波含量越大。 输出侧电压调制函数表达式如式(9)所示： 式中，M1为第一输出侧调制系数，M2为第二输出侧调制系数。 系统的电压传输率取决于网侧与输出侧调制系数的大小，独立调节两相输出的矩 阵变换器输出侧调制函数需要满足如下关系式，即： 则由式(10)可推导得输出侧调制系数M1的取值范围为： 由上式可知，独立调节两相输出电压的矩阵变换器时输出侧调制系数M1取值范围 只与输出不对称度ε关，由此可得系统的电压传输率λ表达式为： 式中，M1_max为输出侧调制系数M1的最大值， Mrec为虚拟整流侧调 制系数，Mrec≤1；cos(γ)为输入功率因数，单位功率因数下cos(γ)＝1。 为了解决上述网侧电流中含有低次谐波分量等的缺陷，目前提出了一些控制策 略，例如文献Development  of  Modulation  Strategy  for  Two-Phase  AC-AC  Matrix  Converters,Sangshin  Kwak,a.t.,IEEE  transactions  on  energy  conversion,VOL.20, NO.2,JUNE  2005中公开的独立调节输出两相的控制策略(以下简称常规调制方法)，但都存 在一些缺陷，如所提方法为开环控制，只能实现两相不对称正弦输出，无法保证输入性能， 即输入与输出频率不相等，会出现与输入输出频率有关的低频谐波，且该谐波的含量与输 出不对称度有关。 再例如国内学者提出含补偿相的四端输出3-2MC拓扑，该拓扑通过在输出增加电 感来补偿不对称输出两相的脉动功率，使得该脉动量不耦合到输入，提高了输入性能，但该 方法引入了3个双向开关和一个功率补偿电感，增加了成本和变换器的体积。 7 CN 111725980 A 说　明　书 4/12 页
技术实现要素：
因此，本发明实施例要解决的技术问题在于现有技术中的3-2MC的控制策略难以 滤除低频谐波分量。 为此，本发明实施例的一种基于负序调节器的矩阵变换器网侧低频谐波抑制方 法，包括以下步骤： 获取输入电源网侧电压，将网侧电压输入到第一坐标变换单元进行计算后获得正 序电流分量的旋转空间矢量角θp和负序电流分量的旋转空间矢量角θn； 获取网侧电流，将正序电流分量的旋转空间矢量角θp、负序电流分量的旋转空间 矢量角θn和网侧电流分别输入到第二坐标变换单元进行计算后获得网侧电流中的正序d轴 电流分量、正序q轴电流分量、负序d轴电流分量和负序q轴电流分量； 将第一输出侧负载参考电流的幅值 和输出不对称度ε分别输入到正序与负序 电流参考值获取单元进行计算后获得网侧电流内环的正序d轴电流分量参考值、正序q轴电 流分量参考值、负序d轴电流分量参考值和负序q轴电流分量参考值，计算公式为： 其中， 为正序d轴电流分量参考值、 为正序q轴电流分量参考值、 为负序d 轴电流分量参考值、 为负序q轴电流分量参考值、 为输出功率Po中的直流分量、Po为输 出功率Po中的交流分量、ed为网侧电压的d轴分量值； 将正序d轴电流分量、正序q轴电流分量、正序d轴电流分量参考值和正序q轴电流 分量参考值分别输入到正序PI调节器获得矩阵变换器输入端正序d轴电流分量控制值和矩 阵变换器输入端正序q轴电流分量控制值，将负序d轴电流分量、负序q轴电流分量、负序d轴 电流分量参考值和负序q轴电流分量参考值分别输入到负序PI调节器获得矩阵变换器输入 端负序d轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端负序q轴电流分量控制值，正序PI调节器和 负序PI调节器用于分别进行正序和负序独立PI调节对网侧电流波形和功率因数进行控制； 将矩阵变换器输入端正序d轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端正序q轴电流 分量控制值分别输入到第三坐标变换单元进行计算后获得矩阵变换器输入端正序α轴电流 分量控制值和矩阵变换器输入端正序β轴电流分量控制值，将矩阵变换器输入端负序d轴电 流分量控制值和矩阵变换器输入端负序q轴电流分量控制值分别输入到第四坐标变换单元 进行计算后获得矩阵变换器输入端负序α轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端负序β轴 电流分量控制值； 将矩阵变换器输入端正序α轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端负序α轴电流 分量控制值分别输入到第一加法器进行计算后获得矩阵变换器输入端α轴电流分量控制 值，将矩阵变换器输入端正序β轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端负序β轴电流分量控 制值分别输入到第二加法器进行计算后获得矩阵变换器输入端β轴电流分量控制值； 8 CN 111725980 A 说　明　书 5/12 页 将矩阵变换器输入端α轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端β轴电流分量控制 值分别输入到占空比计算及开关组合控制单元，并将输出调制函数ξo1和ξo2分别输入到占 空比计算及开关组合控制单元，进行占空比计算，获得开关信号以控制3-2MC中各开关管的 工作状态，用以抑制网侧电流中低频谐波。 优选地，所述正序PI调节器的调节方程为： 其中， 为正序d轴电流分量、 为正序q轴电流分量、 为矩阵变换器输入端正 序d轴电流分量控制值、 为矩阵变换器输入端正序q轴电流分量控制值、kpp、kpi为网侧电 流内环正序PI调节器的比例和积分系数、ωi为网侧电压角频率、Cf为输入侧滤波电容、eq和 ed为网侧电压的q轴和d轴分量。 优选地，所述负序PI调节器的调节方程为： 其中， 为负序d轴电流分量、 为负序q轴电流分量、 为矩阵变换器输入端负 序d轴电流分量控制值、 为矩阵变换器输入端负序q轴电流分量控制值、knp、kni为网侧电 流内环负序PI调节器的比例和积分系数。 优选地，所述占空比计算的步骤包括： 根据输出调制函数ξo1和ξo2，以输出调制函数ξo1和ξo2的过零点作为划分依据，将输 出扇区划分为四个扇区，获得电压有效矢量的占空比为： 其中，M1为第一输出侧调制系数、θi为输出电压空间矢量所在扇区内的扇区角； 根据矩阵变换器输入端α轴电流分量控制值和矩阵变换器输入端β轴电流分量控 制值，将输入扇区划分为六个扇区，获得电流有效矢量的占空比为： 其中，Mrec为虚拟整流侧调制系数，Mrec≤1；θr为网侧电流空间矢量所在扇区内的 9 CN 111725980 A 说　明　书 6/12 页 扇区角； 计算获得间接双空间矢量调制下的各矢量占空比，计算公式为： 其中，Tαu、Tαv、Tβu、Tβv为有效矢量作用时间；T0为零矢量作用时间；Ts为开关周期。 本发明实施例的技术方案，具有如下优点： 本发明实施例提供的基于负序调节器的矩阵变换器网侧低频谐波抑制方法，通过 将对于输出两相电压不对称情况下输出功率中的交流量进行合理的调制，在网侧电流环内 增加负序调节器，通过合理调制双向开关，使得脉动功率量使网侧电流中仅增加负序电流 分量，以达到仅出现在输入侧三相电流幅值的不对称，而不引入难以滤除的三倍频低频谐 波分量。 附图说明 为了更清楚地说明本发明